[摘 要]本文介绍一种使用MOSFET为变换元件，压电陶瓷为换能器的超声清洗机。其变换效率高、空化强度大，并有频率自动控电路，使电路工作频率保持最佳。这不仅使机器输出稳定，而且功率管工作在零电压和零电流开关状态，提高了可靠性。
[关键词]MOSFET；换能器；频率
[中图分类号]TB55 [文献标识码]A [文章编号]1005-6432（2012）45-0031-03
1 前 言
超声波在工业和医疗等领域有广泛用途。其产生方式也有多种。目前，性能较好，使用又方便的一种当属压电瓷材料为换能器的超声源。这种原理早在电子管时代已有使用。如今，电力电子技术和元件飞速发展使电路性能有了极大提高。致使超声清洗机的应用也更为普遍。使用了超声清洗，取代了传统的费力、能耗高、污染严重的清洗方法。同时也改善了工人的劳动条件。实为其他清洗方法所不能比拟。
2 换能器应用概术
换能器就是把超声频率的电能转换成声能的器件。这种转换过程虽有复杂的机理，但对于制作超声源来说，主要关心其外特性。换能器的等效电路是一个R、L、C串联电路，再并以极板电容。在工作频率比其自谐振频率低时，整个器件呈容性。我们使用的换能器，自谐振频率在25kHz左右，而工作频率约20kHz。故能达到上述要求。欲使换能器输出足够的声功率就得在极板上加以足够大的声频电压（近2kV）。而极板电容又很大（约5000PF），这就得靠谐振电路来实现。产生20kHz频率的功率源自然是熟知的逆变电路。为了和换能器匹配，使用了降压变压器。
最后，换能器在工作时的谐振频率，是随负载情况和温度变化的。所以，我们研制了频率控制电路。使电路始终工作在谐振状态。
3 电路原理
3.1 主电路
主电路采用220V交流直接整流、滤波供全桥逆变器。经变压器至谐振电感和换能器如图1。现将各主要部分的工作原理说明如下：
图1 超声源主电路原理图
3.1.1 逆变器
这里使用的是全桥电路。其输出电压自然是方波。因为负载是谐振电路，所以负载电流是正弦波。如果忽略变压器的空载电流，则变压器的初级电流也近似为正弦波。
当逆变器工作频率f恰好等于负载谐振频率f0时，有最大功率输出。而且4个功率晶管Q1～Q4工作在零电压和零电流开关状态。其通过图1中A点的电流波形如图2（a）所示。
图2 全桥电路中的电流波形图
当逆变器工作频率f>f0时，如果开始于Q1，Q2通导，电流通过Q1—C2—W1—Q4流通。此种状态下，在谐振负载中，电流尚未换向，而变压器初极电压已经换向（变为Q3，Q4通导）。此时，电流沿D2—C2—W1—D3流通。等到负载电流过零换向后，电流才能通过Q3，Q4。此种状态下，功率晶体管工作在零电压开通，但不是零电流关断。其通过图1中A点的电流波形如图2（b）。
当逆变器工作在f
缓冲电路在图1中，就是L1和D5，D6。当发生上述“穿通”时，限制电流过快增长。而“穿通”过后，电感储能由二极管泄放。
3.1.3 谐振电感
因为换能器极板电容很大，在电能转换成声能时。功率因数很低。致使电感中的无功功率很大。所以电感的体积和发热问题就十分突出。谐振电感对于确定的换能器型号和数量以及确定的工作频率情况下，有确定的电感量。现在的问题，就是怎样选择磁芯截面、线圈匝数和气隙，使其最合理。根据磁路计算，可以推得如下两个关系：
（1）对于确定电感量L、匝数N和气隙情况下，磁通密度B反比于磁芯截面积S。
（2）确定L和S改变N和气隙，则B反比于N。
总结上二关系，就是保持L不变，而调整气隙时，有B=K·1NS （1）其中K是常数。这就说明，当选定最大可用磁通密度Bmax时，NS=KBMSX=const（2）这就归结为磁芯截积S和线圈匝数N怎样折中能使电感体积最小的问题。
3.2 控制电路
3.2.1 振荡和驱动
电路显示于图3振荡波形由3524产生，这里不用调脉宽，故将“1”脚和“9”脚相连，“2”脚给以固定电平。其输出脉宽接近最大“7”脚接固定电容。“：6”脚接以由晶体管组成的可调恒流源，即能以电压控制3524的振荡频率。
驱动电路用的是单端变换器。以变压器次级输出，再加上适当的栅极电路（图中略），驱动MOSFET。
3.2.2 频率控制器
频率控制的目的，是使振荡器的振荡频率和负载谐振回路的谐振频率保持一致。我们知道，串联谐振回路中的电流幅度和相位，都随频率而变化。两者相比，以相位作为鉴别谐振状态的参数比幅度为好。一则是，在谐振点附近，相位随频率变化尖锐。二来，电流幅度随负载状态（如漕中水搅动），有明显变化。所以我们就选用了鉴别谐振回路中电压和电流相位差的方法，来控制频率。
图3 振荡和驱动电路原理图
为此，首先从主变压器次级线圈取出电压和电流信号。电压信号来自主变压器的一个附加次级线圈电流信号取自加在次级线圈上的电流互感器。这种信号取样方法的最大优点就是电位隔离。
如上取出了电压信号，是方波。而电流信号则是正弦波。经整形后，和电压信号一并送入鉴相器。其输出是正比于电流端后于电压的相位差。然后，经积分电路，将此相经差变为之成正比的电压信号。再经放大器，就得到足以控制3524振荡频率的电压信号了。也就是，如果振荡频率比谐振频率高了，电流滞后量就增加，频率控制电路的输出电压就降低。以此信号送至图3电路的频率控制端，即可使3524的振荡频率降低。而达到控制频率之目的。 理论上讲，只有脉宽为零，才是电压电流真正同相。实用上，通常是将此脉宽调到足够窄即可。这样状态下，电流相位比电压稍有滞后。这既保证了电路能工作，又能使之不致进入电流超前的不利状态，留有余量。
4 电路设计
现以1kW超声源为例，讨论设计方法。220V交流电压经整流滤波后，约为直流300V。如果变换效率包括谐振电感在内算作80%，则输入直流电流约为4A。
4.1 电感L1和二极管
电感L1是为防止“穿通”电流过大限流用的。如果“穿通”时间算0.2μs，电流电压为300V全部加于电感上。在此时间内，电流限值规定为5A。则不难算出，电感L1≈μh，再由充电和放电伏秒数相等的关系，并设放电时间为25西，则放电电压至少应为2.4V。但实验表明，用两个二极管串联（1.4V）已足够。这是电路中存在损耗以及二极管存储时间比假设值小的原因。
4.2 谐振电感L2
我们使用的换器，每个100W。对1KHW机10个换能并联总电容约为0.05vF。对20kHz的工作频率，谐振电感便是1.3mH。因为变压器变比接近4∶1，而初级电流以输入的4A结算（忽略波形和效率因素），则次级电流即通过电感的电流为16A。这就确定了导线参数。有了这此数据，只要选定磁芯，就能根据前面的原理由实验确定磁芯截面积和线圈匝数。例如用MXO—2000材料的E20磁芯，则需14套并用。约2ram气隙，线圈20匝。如用更好的磁性材料，体积可以更小。
4.3 其他
图1中的电容C2是抗磁的。主变压器的变比因换能器的性能不同，可能略有差异，要由实验确定。内部电路工作用的电源为12V。所有这些，以及主电路整流等均属一般问题，无须详述。
5 实验结果
5.1 电感L2的线圈问题
电感L2的使用中发现，使用常规导线绕制的线圈，在气隙附近发热严重。经实验发现这是在气隙附近，有限强的交变磁场外波，以致在导线中引起涡流的原因。必须使用线径小于0.2ram的多股导线方可不热。
5.2 工作频率的选择
当大范围改变工作频率时，在正常的谐振频率之上，有时出现多个谐振点。但其电流振幅却不大。以致频率控制电路有可能把工作频率锁定在某个“小谐振峰”上。为防止此种现象，就得增大电感L2，使工作频率适当低一些就可以了。
5.3 使用情况
使用文中所述的电路，我们已试生产了200W、600W、1kW、1.5kW和2kW的超声清洗机。经实验，其有使用方便、不用调节即能保持功率稳定、能长时间开、空化强度大等优点，经医院和工厂试用效果良好。
